變壓器的輸入失衡對ADC性能造成的影響探討及電路改進

變壓器用于信(xin)號隔離，并且將單端(duan)(duan)信(xin)號轉(zhuan)換成(cheng)差分信(xin)號。當在高速模(mo)數轉(zhuan)換器(qi)(ADC)前端(duan)(duan)電(dian)路中使用變(bian)壓(ya)器(qi)時(shi)常常忽略的一個問題是變(bian)壓(ya)器(qi)絕非(fei)理想器(qi)件。任何(he)由變(bian)壓(ya)器(qi)引起的輸入失(shi)(shi)衡都會使輸入的正(zheng)弦信(xin)號變(bian)成(cheng)非(fei)理想的正(zheng)弦信(xin)號波形傳送給ADC的輸入端(duan)(duan)，從而(er)導(dao)致ADC的總體性能不(bu)如(ru)其它(ta)方式耦合到ADC的性能。本文討論了(le)變(bian)壓(ya)器(qi)的輸入失(shi)(shi)衡對(dui)ADC性能造成(cheng)的影響，并且提供(gong)了(le)實(shi)現改進電(dian)路的實(shi)例。

關與配電變壓器 多數加工廠家可以提供的各種不同繁多的基本參數給電力變壓器采用了導致的亂七八糟。標準標準性的提供商所采用了的各種不同措施將事情繁瑣化;兩者一般是在采用了和基本概念你標準標準的基本參數方便都不會相當。 被選為擇的驅動程序具體的ADC的電抗器應該該采取的多少個最為關鍵的性是加入耗用費、回波耗用費、大增長幅度平衡和相位平衡。另外加入耗用費表現電抗器的服務器帶寬專業能力。回波耗用費適用支持業主設計搭配電抗器在另一個不同頻段或頻段回應的終端機——非常在操作匝數比不超1的電抗器時越發根本。這些.我匯集采取大增長幅度平衡和相位平衡，或同旁內角是如何引響網絡帶寬應用中ADC的性。 基礎理論概述 即便符合多種移動寬帶載荷系數值，箱式變壓器單端發送的原級和差分打出的次級彼此的耦合電路其實是規則化的，有時候也會添加小藝術貧富分化和相位貧富分化。當等貧富分化的信息加入的到ADC(或其它的差分發送元器件封裝)時，將變輕改變信息(或治理 信息)的偶次數模糊。其實等貧富分化在脈沖電流段對繞城高速ADC導致的額外添加模糊一般 需要依賴，有時候在概率為宜符合100 MHz的高頻段越發尤其難治。第一方面我能們考察一次差分發送信息的小藝術和相位貧富分化(相當是2次諧波模糊)應該如何應響ADC的功能。 圖1：選用電壓器合體的ADC前邊還簡化框圖 假如干式變壓器的發送是x(t)。它將被互轉為兩只電磁波，x1(t)和x2(t)。但如果x(t)是正弦交流電電磁波 ，則差分輸出電磁波x1(t)和x2(t)結構類型相應： x1(t)= k1 sin(ωt) (1) x2(t)= k2 sin(ωt-180°+φ)= -k2 sin(ωt+φ) ADC的防真建模方法為一類中心對稱的三階推送函數值： h(t)=a0 +a1x(t)+a2x2 (t)+a3x3 (t) (2) 則 y(t)=h(x1(t))-h(x2(t)) (3) y(t)=a1[x1(t)- x2(t)]+a2[x12(t)- x22(t)]+ a3[x13(t)- x23(t)] 理想的情況下——無紊亂 當x1(t)和x2(t)始終處于理想的的情況下幾乎不平衡量時，她們具有著雷同的小幅度(k1=k2=k)，然后相位差非常嚴格地差距1800。即 x1(t)=ksin(ωt) (4) x2(t)=-ksin(ωt) y(t) = 2a1ksin(ωt)+ 2a3k3sin3(ωt) (5) 憑借三角型系數函數冪系數計算公式還有整理出來相等速率項： 這都是差分電源電路的最常見的然而：還可以消掉好訊號的偶次諧波，而沒法消掉奇次諧波。 波動失調 如今的假如這兩個讀取數據具比率貧富分化，但無相位貧富分化。在這一狀態下，k1≠k2, 從而φ=0。 x1(t)= k1 sin(ωt) (7) x2(t)=-k2 sin(ωt) 將涵數7帶進涵數3，并再者通過半圓涵數冪股價指數涵數： 當我們從數學公式8中不錯查出，這類的情況下的分批諧波與增長幅度值k1和k2的平小差不成比例，即 再次諧波∝k12-k22 (9) 相位失調 現在猜測的兩個放入走勢它范圍內有著相位紊亂，但不會上升時間紊亂。所以k1=k2, 然后φ≠0。 x1(t)= k1 sin(ωt) (10) x2(t)=-k1 sin(ωt+φ) 將計算公式換算10進入計算公式換算3然后化簡， 從工式11，我們公司行看出來分次諧波的大增長幅度與大增長幅度值k平正比。 兩次諧波∝k12 (12) 報告單專題討論 十分關系式9和關系式12能否聽出，首次諧波的增長漲幅受相位紊亂的影晌比受增長漲幅紊亂的影晌大。關于相位紊亂，首次諧波與k1的多每平方米米正比，而關于增長漲幅紊亂，首次諧波與k1和k2的多每平方米米差正比。鑒于k1和k2基本上成正比，往往該差值非常小。 是為了測試方法以下以上的學說核算的可行性，讓我們為以上的模式編纂了MATLAB碼以降鈣素原檢測和教程描述幅度過和相位失調對選擇變電器顯示的高穩定性ADC諧波失真實的印象(見附表A)。該模式還有增加的高斯區域白的噪音。 MATLAB建模中選擇的指數公式ai中用AD9445高功能125 MSPS 16 bit ADC。圖2一樣的最前端手機配置中的AD9445是用來有圖3一樣的最快傅立葉調換(FFT)指數公式。 圖2：所采用干式變壓器藕合AD9445的前面性能 圖3：AD9445的非常典型FFT曲線擬合，125 MSPS，IF = 170 MHz 這里的的本底噪音分貝、再次諧波和五次諧波表現了ADC和web前端電路原理的組合的性能。他們采取這樣的檢測畢竟計算方法ADC的偏色數值(a2和a3)和噪音分貝，并且在170 MHz手機輸入的頻率，規則1:1抗阻比重配電變壓器狀態下出現的0.0607 dB的頻率比例失調和14o的相位比例失調。 將這部分常數攜帶計數數學公式8和計數數學公式11以算起y(t)，而藝術平衡和相位平衡則分為在0 V~1 V和0o～50o(在1 MHz~1000 MHz條件內主要表現電壓器的平衡條件)互相轉化，同時分析什么和什么對三次諧波的會影響。圖4和圖5示出其模型模擬數據。 圖4：諧波與降幅失調的的關系弧線 圖5：諧波與相位比例失調的原因身材曲線  圖4和圖5示出(a)倆次諧波面對大小幅度失調和相位失調相不神經敏感，(b)二、次諧波面對相位失調比大小幅度失調嚴重得快。因而，考慮到減少ADC的性能參數，必須要 改變誘發相位失調的電壓器配值。圖6和圖7示出這兩種可行性的配值，第一點種是雙不靜態平衡電壓器，二、種是雙電壓器。 圖6：雙不平衡性電力變壓器 圖7：雙電壓器配備 自己適用上用形態認定板上的向量網絡信息數據分析器有點這有倆種安裝單的比例失調。圖8和圖9有點了適用單箱式變壓器情形下這有倆種安裝單的頻率和相位比例失調。 圖8：1 MHz~1000 MHz的高難度技巧紊亂 圖9：1 MHz~1000 MHz的相位比例失調 上圖明確地反映出雙電抗器搭配以相對調低頻率失調為成本優化了相位失調。故而，采用綜上所述解析沒想到很嚴重地發現可采用雙電抗器搭配來上升安全性能。施用單電抗器鍵入(圖10)和雙不平橫電抗器鍵入(圖11)的AD9445的FFT身材曲線反映出情況報告我覺得是這樣一來的;從圖例可發現300 MHz中頻(IF)信號燈的SFDR優化了+10 dB。 圖10：單電抗器錄入的AD9445 FFT的曲線，125 MSPS，IF = 300 MHz 圖11：雙不平衡性電抗器耦合電路的AD9445 FFT的身材曲線，125 MSPS，IF = 300 MHz 這會不是指著為了能完成好的性，我們都應該在ADC的前端開發三極管主要采用多個低壓電壓器或許多個不動平衡低壓電壓器?解析結杲說明食用兼備非常渺小相位貧富分化的低壓電壓器是必不能不少的。在下面的多個實驗總結中(圖12和圖13)，食用多個的不同的單低壓電壓器來動力AD9238的170 MHz IF復制粘貼預警。這多個實驗總結說明當食用在中頻段改進方案相位貧富分化的低壓電壓器動力ADC時可將多次諧波持續改善29 dB。 圖12：單箱式變壓器藕合的AD9328 FFT弧度，62 MSPS, IF = 170 MHz @ –0.5 dBFS, 多次諧波 = –51.02 dBc 圖13：單低壓變壓器耦合電路AD9328 的FFT線條，62 MSPS, IF = 170 MHz @ –0.5 dBFS, 第二次諧波 = –80.56 dBc 截止語 當電力電壓器應用于高IF錄入(>100 MHz)的外理器(列如 ADC、DAC和圖像放大儀)時，電力電壓器的相位失去穩定會延長重量分次諧波失幀。然后，能夠 應用一對兒電力電壓器也可以不穩定電力電壓器以延長電力電壓器和增加的PCB大小為的代價很簡易達到明顯的改變。 倘若設定服務器帶寬起步很小與此同時選了該用的電抗器，那單電抗器設定才能提高充裕的效果。但是，其是需要限制的服務器帶寬起步相配，與此同時有機會成本低很高或空間特別大。 在隨便情況發生下，為隨便給定的應用選澤最佳的的電壓器要對電壓器技木指標體系詳細介紹知曉。當中相位失調對待高IF鍵入(>100 MHz)尤其至關重要。縱使相位失調在食品用闡述中不歸定，但大部件電壓器制造廠商都應可根據要打造相位失調數據信息查詢。若要全面檢查并且不打造相位失調數據信息查詢時，會用微信網絡講解器來在線測量電壓器的失調。